Проектирование усилителя мощности на основе ОУ

Оптимизация выбора составных компонентов состоит в том, что при проектировании усилителя следует использовать такие элементы, чтобы их параметры обеспечивали максимальную эффективность устройства по заданным характеристикам, а также его экономичность с точки зрения расхода энергии питания и себестоимости входящих в него компонентов.

Структура усилителя мощности Усилитель мощности предназначен для передачи больших мощностей сигнала без искажений в низкоомную нагрузку.

Обычно они являются выходными каскадами многокаскадных усилителей.

Основной задачей усилителя мощности является выделение на нагрузке возможно большей мощности.

Усиление напряжения в нём является второстепенным фактом. Для того чтобы усилитель отдавал в нагрузку максимальную мощность, необходимо выполнить условие R вых = R н . Основными показателями усилителя мощности являются: отдаваемая в нагрузку полезная мощность P н , коэффициент полезного действия h , коэффициент нелинейных искажений K г и полоса пропускания АЧХ. Оценив требуемые по заданию параметры усилителя мощности, выбираем структурную схему , представленную на рис.1 , основой которой является предварительный усилительный каскад на двух интегральных операционных усилителях К140УД6 и оконечный каскад (бустер) на комплементарных парах биполярных транзисторов.

Поскольку нам требуется усиление по мощности, а усиление по напряжению для нас не важно, включим транзисторы оконечного каскада по схеме “общий коллектор” (ОК). При такой схеме включения оконечный каскад позволяет осуществить согласование низкоомной нагрузки с интегральным операционным усилителем, требующим на своём входе высокоомную нагрузку (т.к. каскад “общий коллектор” характеризуется большим входным R вх и малым выходным R вых сопротивлениями), к тому же каскад ОК имеет малые частотные искажения и малые коэффициенты нелинейных искажений.

Коэффициент усиления по напряжению каскада “общий коллектор” K u 1. Для повышения стабильности работы усилителя мощности предварительный и оконечный каскады охвачены общей последовательной отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению. В качестве разделительного элемента на входе УМ применён конденсатор C р . В качестве источника питания применён двухполярный источник с напряжением E к = ± 15 В. Режим работы оконечного каскада определяется режимом покоя (классом усиления) входящих в него комплементарных пар биполярных транзисторов.

Существует пять классов усиления: А, В, АВ, С и D , но мы рассмотрим только три основных: А, В и АВ. Режим класса А характеризуется низким уровнем нелинейных искажений ( K г 1%) низким КПД ( h . На выходной вольт-амперной характеристике (ВАХ) транзистора (см. рис. 2.1) в режиме класса А рабочая точка ( I K0 и U K Э0 ) располагается на середине нагрузочной прямой так, чтобы амплитудные значения сигналов не выходили за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока базы. При работе в режиме класса А транзистор всё время находится в открытом состоянии и потребление мощности происходит в любой момент. Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные искажения а P н и h не имеют решающего значения. Режим класса В характеризуется большим уровнем нелинейных искажений ( K г 10%) и относительно высоким КПД ( h . Для этого класса характерен I Б0 = 0 ( рис 2.2), то есть в режиме покоя транзистор закрыт и не потребляет мощности от источника питания. Режим В применяется в мощных выходных каскадах, когда неважен высокий уровень искажений. Режим класса АВ занимает промежуточное положение между режимами классов А и В. Он применяется в двухтактных устройствах. В режиме покоя транзистор лишь немного приоткрыт, в нём протекает небольшой ток I Б0 (рис. 2.3), выводящий основную часть рабочей полуволны U вх на участок ВАХ с относительно малой нелинейностью. Так как I Б0 мал, то h здесь выше, чем в классе А , но ниже, чем в классе В , так как всё же I Б0 > 0 . Нелинейные искажения усилителя, работающего в режиме класса АВ , относительно невелики ( K г 3%) . В данном курсовом проекте режим класса АВ задаётся делителем на резисторах R 3 - R 4 и кремниевых диодах VD 1 -VD 2 .

рис 2.1 рис 2.2 рис 2.3 Расчёт параметров усилителя мощности 1. Расчёт амплитудных значений тока и напряжения на нагрузке 1.1 Найдём значение амплитуды на нагрузке U н . Поскольку в задании дано действующее значение мощности, применим формулу: U н 2 _ _____ ______________ P н = ¾ ¾ ¾ U н = 2R н P н = 2 * 4 Ом * 5 Вт = 6.32 В 2R н 1.2 Найдём значение амплитуды тока на нагрузке I н : U н 6.32 В I н = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = 1.16 А R н 4 Ом 2. Предварительный расчёт оконечного каскада Для упрощения расчёта проведём его сначала для режима В. 2.1 По полученному значению I н выбираем по таблице ( I к ДОП > I н ) комплиментарную пару биполярных транзисторов VT1-VT2 : КТ-817 ( n-p-n типа ) и КТ-816 ( p-n - p типа ). Произведём предварительный расчёт энергетических параметров верхнего плеча бустера (см рис. 3.1).

Рис. 3.1 2.2 Найдём входную мощность оконечного каскада P вх . Для этого нужно сначала расчитать коэффициент усиления по мощности оконечного каскада K p ок , который равен произведению коэффициента усиления по току K i на коэффициент усиления по напряжению K u : K p ок = K i * K u Как известно, для каскада ОК K u 1 , поэтому, пренебрегая K u , можно записать: K p ок » K i Поскольку K i = b +1 имеем: K p ок » b +1 Из технической документации на транзисторы для нашей комплементарной пары получаем b = 30 . Поскольку b велико, можно принять K p ок = b +1 » b . Отсюда K p ок = 30 . Найдём собственно выходную мощность бустера. Из соотношения P н K p ок = ¾ ¾ P вх P н получим P вх = ¾ ¾ , а с учётом предыдущих приближений K p ок

P н P вх = ¾ ¾ b

5000 мВт = ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ = 160 мВт 30

2.3 Определим амплитуду тока базы транзистора VT1 I б vt1 : I к I б = ¾ ¾ ¾ , т.к. I н = I к vt1 получим : 1+ b I н I н 1600 мА I б vt1 = ¾ ¾ ¾ » ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = 52 мА 1+ b vt1 b vt1 30 2.4 Определим по входной ВАХ транзистора напряжение на управляющем переходе U бэ (c м . рис 3.2 )

рис 3.2 Отсюда находим входное напряжение U вх vt1 U вх vt1 = U бэ vt1 + U н = 1.2 В + 6.32 В = 7.6 В 2.5 Определим входное сопротивление верхнего плеча бустера R вх : U вх U вх 7.6 В R вх = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = 150 Ом I вх vt1 I б vt1 5.2*10 -3 Поскольку из-за технологических особенностей конструкции интегрального операционного усилителя К140УД6 полученное входное сопротивление (оно же сопротивление нагрузки ОУ ) мало (для К140УД6 минимальное сопротивление нагрузки R min оу = 1 кОм ), поэтому для построения оконечного каскада выбираем составную схему включения (чтобы увеличить входное сопротивление R вх ). Исходя из величины тока базы транзистора VT1 I б vt1 ( который является одновременно и коллекторным током транзистора VT3 ) выбираем комплементарную пару на транзисторах КТ-361 ( p-n-p типа ) и КТ-315 ( n-p - n типа ). Соответственно схема оконечного каскада примет вид, показанный на рис. 3.3 .

рис. 3.3 3. Окончательный расчёт оконечного каскада 3.1 Расчитаем входную мощность P вх ок полученного составного оконечного каскада.

Исходя из того, что мощность на входе транзистора VT1 P вх мы посчитали в пункте 2.2 , получим : P вх P вх 160 мВт P вх ок = ¾ ¾ ¾ » ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = 3.2 мВт b vt3 +1 b 50 3.2 Определим амплитуду тока базы I б vt3 транзистора VT3. Поскольку I к vt3 » I б vt1 имеем : I к vt3 I б vt1 52 мА I б vt3 = ¾ ¾ ¾ » ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ » 1 мА 1+ b vt3 b vt3 50 3.3 Определим по входной ВАХ транзистора VT3 напряжение на управляющем переходе U бэ vt3 ( см. рис. 3.4 ). Поскольку U бэ vt3 = 0.6 В , для входного напряжения оконечного каскада U вх ок имеем: U вх ок = U н + U бэ vt1 + U бэ vt1 = (6.32 + 1.2 + 0.6) В = 8 В

рис 3.4 3.4 Определим входное сопротивление оконечного каскада R вх ок : U вх ок 8 В R вх ок = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ = 8 кОм I б vt3 1 мА Полученное входное сопротивление полностью удовлетворяет условию R вх ок ³ R н min оу где R н min оу = 1кОм (для ОУ К140УД6). 4. Задание режима АВ. Расчёт делителя Для перехода от режима В к режиму АВ на вход верхнего плеча нужно подать смещающее напряжение +0.6 В, а на вход нижнего плеча - –0.6 В. При этом, поскольку эти смещающие напряжения компенсируют друг друга, потенциал как на входе оконечного каскада, так и на его выходе останется нулевым. Для задания смещающего напряжения применим кремниевые диоды КД-223 ( VD1-VD2 , см. принципиальную схему ) , падение напряжения на которых U д = 0.6 В Расчитаем сопротивления делителя R д 1 = R д 2 = R д . Для этого зададим ток делителя I д , который должен удовлетворять условию: I д ³ 10*I б vt3 Положим I д = 3 А и воспользуемся формулой Е к – U д (15 – 0.6) В R д = ¾ ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ = 4.8 Ом » 5 Ом I д 3 А 5. Расчёт параметров УМ с замкнутой цепью ООС Для улучшения ряда основных показателей и повышения стабильности работы усилителя охватим предварительный и оконечный каскады УМ общей последовательной отрицательной обратной связью (ООС) по напряжению. Она задаётся резисторами R 1 и R 2 ( см. схему на рис. 6 ). Исходя из технической документации на интегральный операционный усилитель К140УД6 его коэффициент усиления по напряжению K u оу1 равен 3*10 4 . Общий коэффицент усиления обоих ОУ равен : K u оу = K u оу1 * K u оу2 = 9*10 8 Коэффициент усиления по напряжению каскадов, охваченных обратной связью K u ос равен : U вых ос К u ( K u оу1 * K u оу2 * K u ок ) 1 K u ос = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ ¾ » ¾ E г 1 + c K u 1 + c ( K u оу1 * K u оу2 * K u ок ) c

рис. 3.5 Изобразим упрощённую схему нашего усилителя , заменив оконечный каскад его входным сопротивлением (см. рис. 3.5 ) (ООС на схеме не показана, но подразумевеется ). Здесь R н экв R вх ок = 8 кОм ; U вых ос = U вх ок = 8 В , Е г = 15 В (из задания ). U вых ос 8000 мВ K u ос = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ ¾ = 5333 E г 1.5 мВ 1 ¾ = K u ос = 5333 c Найдём параметры сопротивлений R 1 и R 2 , задающих обратную связь.

Зависимость коэффициента обратной связи c от сопротивлений R 1 и R 2 может быть представлена следующим образом: R 1 c = ¾ ¾ ¾ R 1 + R 2 Зададим R 1 = 0.1 кОм . Тогда : 1 R 1 1 ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ = ¾ ¾ ¾ 5333 = 1 + 10 R 2 R 2 = 540 кОм K u ос R 1 + R 2 5333 6. Оценка влияния параметров усилителя на завал АЧХ в области верхних и нижних частот Усилитель мощности должен работать в определённой полосе частот ( от ¦ н до ¦ в ) . Такое задание частотных характеристик УМ означает, что на граничных частотах ¦ н и ¦ в усиление снижается на 3 дБ по сравнению со средними частотами, т.е. коэффициенты частотных искажений М н и М в соответственно на частотах ¦ н и ¦ в равены: __ М н = М в = 2 (3 дБ) В области низких частот (НЧ) искажения зависят от постоянной времени t нс цепи переразряда разделительной ёмкости С р : _________________ М нс = 1 + ( 1 / ( 2 p ¦ н t нс )) 2 Постоянная времени t нс зависит от ёмкости конденсатора С р и сопротивления цепи переразряда R раз : t нс = С р * R раз При наличии нескольких разделительных ёмкостей ( в нашем случае 2) М н равно произведению М нс каждой ёмкости: М н = М нс1 * М нс2 Спад АЧХ усилителя мощности в области высоких частот (ВЧ) обусловлен частотными искажениями каскадов на ОУ и оконечного каскада, а так же ёмкомтью нагрузки, если она имеется.

Коэффициент частотных искажений на частоте ¦ в равен произведению частотных искажений каждого каскада усилителя: М в ум = М в1 * М в2 * М в ок * М вн Здесь М в1 , М в2 , М в ок , М вн - коэффициенты частотных искажений соответственно каскадов на ОУ, оконечного каскада и ёмкости нагрузки С н . Если K u оу выбран на порядок больше требуемого усиления каскада на ОУ, то каскад ОУ частотных искажений не вносит ( М в1 = М в2 = 1). Коэффициент искажений оконечного каскада задаётся формулой: _________ М в ок = 1 + ( 1+ ( ¦ в / ¦ b ) - 1)(1 - K u o к ) Здесь ¦ b - верхняя частота выходных транзисторов.

Коэффициент частотных искажений нагрузки М вн , определяемый влиянием ёмкости нагрузки С н в области высоких частот зависит от постоянной времени t вн нагрузочной ёмкости : __________________ М вн = 1 + ( 1 / ( 2 p ¦ в t вн )) 2 t вн = С н * ( R вых ум | | R н ) При неправильном введении отрицательной обратной связи в области граничных верхних и нижних частот может возникнуть ПОС ( положительная обратная связь) и тогда устройство из усилителя превратится в генератор. Это происходит за счёт дополнительных фазовых сдвигов , вносимых как самим усилителем, так и цепью обратной связи. Эти сдвиги тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей обратной связью.

Поэтому не рекомендуется охватывать общей ООС больше, чем три каскада.

Проектирование усилителя мощности на основе ОУ

Категории